LTSpice使います。いや、使いたい。 その2
すまん、マジで教えてほしい。
JRCのNJM4580DをLTspiceで使いたいんだけど、やり方がイマイチ理解できない。
ググってその通りやっても上手く行かない。いったいどうやれば良いのか教えて欲しい。 >>265
おれのやり方
本家の .lib と、
それを参照する .asy を作って、
.asc と同じディレクトリに置く。 >>266
ありがたう。
家帰ったらやってみます。
Tnx >>268
あー
助かります。いま出先なので帰ったら試してみます。
ホントありがたう。 上手く行きました。
ホント助かりました。ありがとう。 最近回路図上の「.tran」とかを右クリックしてからダイアログが出るのがすごくもっさりしてるように感じるんだけど前からこんなんだったかな?
それともWindowsUpdateしたからかな? 自己解決した場合でもただ「出来ました」じゃなくて「こうしたら出来ました」にして後進のために残すのがなぜ出来ん奴いるんだろう?
教えて君は仕方ないと思うが >>273
ん〜
チョット君の方がおかしいと思うよ。
なんと言うか自己中かな? >>273
>自己解決した場合でもただ「出来ました」じゃなくて「こうしたら出来ました」にして
>後進のために残すのがなぜ出来ん奴いるんだろう?
コロナのせいじゃないかな? 政治家だって旅行業界から何かもらっているのか、
感染が広がるのにGoToトラベルとか言ってるし。
天下りか献金のない会社の開発した薬は全然承認しないし。
黙って行けばいいのに「私は大変なんだ」と言わんばかりに、病院で検査を受けるし。
状況によっては、その検査結果が「大変なことになった」と言って、船から下りそうだし。
サブの人は「あなた141日間ずっと仕事したことある?」とか言って、コロナ医療関係者のことなんか忘れてるし。 合点トランジスタ回路っていうCQから出ている本を買ったのですが、ダウンロードできる回路データ、2SC 1815なんかはtoragi.libってのが必要でそのままでは動かないみたいです。
これって無償で配布していうわけではなく、入門書のおまけCDでしか手に入らないんですか? 1815ぐらいなら、回路図に定義をそのまま書くといいよ。 toragi.libは本家からダウンロードするのでは? サイトからダウンロード出来たように思う。
サポートページ見てみ?
トラ技のバックナンバーページにも
spice系のデータが落ちて、
いやダウンロード出来るようになってた。 step param で値を変えるとグラフが重なって見辛いんだが、解決方法ある?
特にパルスを扱うデジタル回路の場合に グラフを右クリック→View→Select Steps
ただし、どれがどれなのかを探すのが超面倒 オペアンプのデータシートに良く載っている周波数とゲインと位相のグラフを
LTspiceでシミュレーションするにはどうしたら良いですか?
.acで計るんだろうけどどのような回路を使うとかよく判らないです 入力信号はsineを選んで適当な周波数と振幅を設定する
あと、small signal AC analysis(.AC)に「1」を入れる メーカー純正のオペアンプは上手く走らないことがあるのでややこしい。 ありがとうございます
何となくそれっぽくやってみているのですがなんかおかしい気がします
例えばNJM2125の公式モデル(NJM2125_v2_NewJRC.zip)
ttps://uploader.purinka.work/src/18111.png ←LTspiceによる解析結果
ttps://uploader.purinka.work/src/18112.png ←モデル同梱のモデリングレポート
ゲインの単位がおかしいのは反転増幅しているからにしても線の通る場所もおかしい
不自然な段?が出来ているし、これは他社のモデルや同梱のモデルでも出る
何か根本的に間違っているような気がするのですが・・・ >>291
ゲインが段々になっているのはステップが粗いから(Decade(10倍) あたり 1個)
せめて .AC Oct 1 start stop (Octave(2倍) あたり 1個)にしたいもの
解析時間に問題がなければ Oct 16 ぐらいまで細かくすれば、より美しくなる
NJMを試す前に、LT1115などの備え付けのLinearTecnology製品を試して
うまくいってからが無難だと思うよ >>291
>>290の人も言っているけどまともに動かないモデルも結構あるので注意
なぜかオープンループではゲインが出ないモデルがよくあるのでそのNJM2125なら60dBくらいNJM4558なら40dBくらいになるような回路にしないといけない
>>292の人が出してくれたリンク先のLT1354ならオープンループでシミュレートできて90dB出るしLT1457なら110dBくらい出る ありがとうございます。そこの設定がおかしかったのか。おかげで綺麗なグラフになりました
指摘の通り新日本無線をはじめ残念なモデルが少なくないので
ttps://ednjapan.com/edn/articles/0711/01/news140.html
を試そうとしたのですが件の特性の計り方が判らずに止まっていました
別のオペアンプNJU77552
ttps://uploader.purinka.work/src/18116.png ←40dBシミュレーション結果 -RKが上記記事の非公式モデル、-NJRは公式モデル
ttps://uploader.purinka.work/src/18117.png ←データシートのグラフ
非公式モデルのパラメータは
AV=31623 FU=1.7Meg SR=0.8E+6 CMR=31623 VRP=0 VRN=0 PM=60 IQ=50u ILP=40m ILN=60m RO=10 VOS=0 RIN=1T CIN=5p
1MHz〜はどちらも少なからぬ乖離があるようです。非公式モデルはCP2を調整するとデータシートのグラフに近づきそう
この非公式モデルは普通に計るとオープンループゲインが出ません。>>292氏が紹介してくれたページに書いてある方法だと設定値90dBが出ます グラフ機能がショボイのはしょうがないとして計算結果を良い感じに表示してくれるアプリとか無いかな
2つの値をステップ解析したりすると線が多すぎてわけ判らなくなる spiceモデルで基本的なことを教えてください。
spiceモデルは、電気的特性グラフを、LCRなどの等価回路で表現したもの、と理解しています。
例えば、以下の図を見てください。村田のBLMの例です。
https://imgur.com/R1S1e5w.jpg
図中の等価回路網は、spiceモデル記述から書き表しただけですが、
上のような特性線図を下のような等価回路網に展開するのは、
どのようにして行われているのでしょうか?
・コンピュータが、特性線図→等価回路を出してくれる
・人間が、特性線図を見ながら、LCRを組み合わせて考える(計算する) 74HCのLTspice用ライブラリが
2019年までは米yahooグループで配布されてたがyahooがグループを廃止したため
ここに移ったそうなのだが
https://groups.io/g/LTspice
その74HC.zipの落とし方がわからない 74HCのライブラリってLTWikiになかったっけ? リレーってありそうで無いな。しょうがないから作っているわ 質問です。
DC解析って何のためにやるの?
LCRだけなら答えが出るが、過渡解析でも十分。
半導体モデルが含まれると、それがどの程度の完成度なのかが分からないため
結局過渡解析で現物の特性と比較したい。
使い処がイメージできん。 >>301
まさにそのデバイスモデルの確認とか。
ダイオードのVF-IFの関係、
トランジスタの... やはりその目的ですよね。
試験環境ごとモデル化し、過渡解析で見た方が確実だし、現物で再現可能。
ビヘイビア電源やテーブル関数が多用されたモデルなら、DC解析が走らない気がするし。 過渡解析の最初に実行されて、各ノードの電圧や電流の初期値(ゼロ秒での値)を決めてるんじゃなかったっけ? 回路の一部を一時的に無効(コメントアウト)にする方法ありませんか?
一時的に関係ない部分を止めて速く処理できるようにしたい。 新しい図面を開いて
切り取りたい回路をF7で
カットペースト 最近はQucsStudioをよく使う。
パラメーターのチューニングがスクローロバーでできるのが良い。 LTSPICEで高周波のシミュレーションとかやるとグラフの描画にすごく時間がかかるんだけどPCのグラフィック能力が弱いってことかな?
グラフを表示しない状態でのシミュレート時間は回路依存だろうからまあいいとしてシミュレートが終わった後でも各ノードをクリックしてグラフを表示させようとするとすごく遅くてイライラすることがある >>308
回路図ファイルの置き場所(=解析結果ファイルの保存先)をHDDじゃなくてSSDにするとマシになるよ
グラフを描画するときは毎回この解析結果ファイルから読んでるから
まあグラフの表示部分もあまり最適化されてなくて遅い感じはあるけど >>308
トランジェント?ポイント数がおおいんでしょ。 定常状態に入ってからで良いなら書き出し時刻を遅らせば減る いろいろ調べたけどLT最強だよ
ただになったマイクロキャップと
毛色の違うキュークススタジオが続く感じ。 Periodic Steady State assumptions を使え >>266
ワイもそれやってるけど、稀に読み込めない時が稀にある
なんでなんだろうなあアレ
文字コードでもなく
アンチウイルスでもなく
エディタ変えてもダメだし、、、 ライブラリが何箇所かにあって、どれを使うか選択できるらしいという真偽不明な噂を
C:\LTspiceXVII\lib ←自分はここだけ
C:\Users\[username]\AppData\Roaming\
C:\Users\[username]\AppData\Local\LTspiceXVII\ 胡椒プログラム
抵抗器 壱 零 壱千
蓄電器 弐 零 壱魔井黒
電圧電源 参 零 十 掘登
・・・・・・ 中国四川では、SPICE のことを唐辛子というのか ○胡椒はスパイスです
△スパイスは唐辛子です
○唐辛子はスパイスです
×胡椒は唐辛子です >>320
漢字は気を付けてても名前に半角スペース入っててもだめだろうね >>324
良い勉強になりました
ほんとうにありがとうございました
https://tinyurl.コム/ycj3gyvs >>326
ユーザー名hogeなのにダメな時がある ライブラリが読めなかったことは一度もないな、自分はいつもここへ追加してる(ドキュメントはDにしてるから)
D:\<user>\Documents\LTspiceXVII\lib
他にC:\Program Files\LTC\LTspiceXVII\libにも似たようなのがあるけどこっちは一度も変更したことがない
それよりバージョンが変わるとシミュレートの挙動/結果が変わることがあるな
よくVHFとかUHFの高周波の発振回路とかシミュレートするけど(水晶発振回路、コルピッツ発振回路、クラップ発振回路…)過去に発振を確認して保存しておいた回路が発振しなかったりする >>329
入力のところにインパルスでも与えると安定して発振するようになると思うよ
そういう発振回路って、現実だと熱雑音とかを入力として共振で特定周波数だけ強調して出力するものなので
熱雑音が存在しない、つまり入力がゼロならば出力もゼロ(発振しない)が理論的には正しいんだよね
それなのに以前はシミュレーションで発振しちゃっていたのは、浮動小数点数の演算誤差なんかをトリガーにしていた可能性があって
今は発振しなくなったということは、バージョンが上がって計算アルゴリズムが改善されて、シミュレーション的には正しくなったということかと
まあ、同じ回路なのに演算誤差で結果が変わるのはLTspiceに限らずシミュレーション系では仕方ない ちなみにライブラリは>>329 のように
%HOMEPATH%\Documents\LTspiceXVII\lib
(このままエクスプローラーに貼り付ければc:\Users内などのユーザーフォルダに飛ぶ)
に置けば良いらしい
ヘルプの
LTspice XVII → F.A.Q → Third-party Models とか
LTspice XVII → LTspice → Dot Commands → .LIB
のところにそんな感じのことが書いてある 初めて使ってみた
コンデンサやコイルを抵抗に繋げてサイン波を流してみるとちゃんと位相がずれる
周波数変えるとズレが変わる
面白いな
555を使ってみるとちゃんと発振する
どうなってんのこれ? オペアンプぐらいならわかるけどICの内部回路をデータとして持ってんの? コンデンサやコイルは、静電気と磁石のバトルや!
Gogogoの中には、コンパコレータと言う、ししおどしが入ってんやて。 >>332
\LTspiceXVII\lib\sub\NE555.sub
.subはサブサーキット。プログラムのサブルーチンみたいなもの
テキストエディタで中を見ることが出来る
内部等価回路をさらに換骨奪胎、最適化した記述になっている MOSFETのブレークダウンが再現されていると先日気が付いた MOSFEtがブレークダンスすると、アバランシェイ!と踊り狂ってツェナーダイオードになったニダ そのリンクから回路図データをダウンロードできるけど本当に基本的な回路だけみたい
トラ技 便りの問題の方がはるかに高度だね
https://cc.cqpub.co.jp/system/contents/1630/ トラ技のやつはメールで定期的に送ってきて問題→回答→解説付きだから暇つぶしにもなっていいな >>340
その本買ってみたが、基本的なトランジスタ動作とか結構細かい数式とかあって意外と骨がある。
大学の教科書みたいな感じだった。
あまり楽しい感じではないので、内容をよく確認の上購入推奨。
合う人には合うんじゃね? 簡単な2段アンプで練習してるんだが、
過渡解析はまともな結果なんだけど、
ノイズ解析結果がやたら小さな値(4pVとか)になる。
何を間違えてるのか分からない。 https://geek.tacoskingdom.com/blog/50#part-h2-1
↑のPWM発生部品で作った電気をRCのローパスフィルタに通すと
0.1の時は最小値に、0.9の時は最大値に張り付いて消えるんだけど
https://i.imgur.com/bKvsoyd.png
https://i.imgur.com/OoZUHjD.png
この式に問題があるの?
B1 4 8 V=V(1) * if(time*freq - int(time*freq) + 0.5 - duty, 0, 1) シミュレーション速度を速くするためにいろんな最適化とか処理を飛ばしたりしてるからな
それにバグがあったり最適化が効きすぎたりすると細かい変化を取りこぼしたりすることがある
.tranのMaximum Time Stepパラメータに0.1mくらい入れてみたらいいんじゃね? >>349
その式がなんなのか、さっぱりわかないけど、
PWMの式なのだったら、まずPWM波形を見るのが先じゃね?
なんでいきなりRC見ておかしいって言ってるの?
本当にさっぱり分からないけど、
PWM出力にMOSFET、せめてダイオードは? 既出かもしれんが京都大学のオープンコースウェアに
LTSpiceの解説ががが! ありがてぇ ありがてぇ(^p^) >>353
それも、この9月でお仕舞いみたいね
ttps://www.itmedia.co.jp/news/spv/2208/05/news112.html Spiceシミュレーションの不具合点1:hre帰還率が反映されない
(BJTのhパラメータで電圧帰還率:hreがあるが、Spiceにはhreの概念がない)
例)2SC2240で1mA15V時、hoe=2uS(Ro=500kΩ)、hre=50uV/V
定電流負荷で受けるとgm=38ms@1mAなので電圧ゲインはgmRo=38m*500k=19,000倍と計算される。
hreがあるのでベースにはgmRo*hre=0.95の電圧が戻り、電圧ゲインは19000/(1+0.95)=9744に減少するはずだが、シミュレーションではhre分は反映されない。
正しく計算するには、hreの帰還電圧源をベースに加えればよい。
PNPの場合はgmRo*hreの値が1/4〜1/5なのでhre成分は無視しても影響は小さい。 >>355
おっと、大きな間違いがあるのを訂正。上の説明ではhreはマイナスの極性になってしまうぞ。
hreは正の値であり、コレクタはベースに対し逆位相なのでhreは負帰還として働き入力インピーダンスは低下する。
(従って、見かけ上の電圧ゲインは増える)
>>正しく計算するには、hreの帰還電圧源をベースに加えればよい。
は同じだが、簡易的にはhie/hreの値の抵抗をB-C間に接続するだけでも良い。 >>355
入力1mA → 電圧ゲイン19,000倍
→ hreが戻る → 電圧ゲイン9744倍
→hreが戻る → 電圧ゲイン 9744/(1+0.95)
→hreが戻る → 電圧ゲイン 9744/(1.95)/(1.95)
(省略)
という理解で良いですか
そうじゃなくって、hreが1回しか戻らないなら、その数え方を教えてください >>357
>>そうじゃなくって、hreが1回しか戻らないなら、その数え方を教えてください
普通に電圧でフィードバックするNFBの計算と同じですよ。(NFB分を分母に加算)
電圧ゲイン9744倍の計算はhreの極性を間違えているので、正しくは
「gmRo*hre=0.95の電圧が戻り、電圧ゲインは19000/(1-0.95)=3.8e5に増加」
となりますが、hoe=1.8uSになったらゲインが∞になるの?と言う疑問が出ますね。
これはhreを電圧源と見なした為の現象で、そもそもhreの発生源はVce変化による
ベース幅変調からのベース電流変動なので、hie/hreの値の抵抗をB-C間に接続して
コレクタ電圧を電流でベースに返すモデルで計算する方が良い。(hre測定条件は
Ib一定時のdVbe/dVceなので、Vce増大で必要Ibが減るとIb一定を保つ為にVbeが増加)
このモデルで計算するとhre帰還分は入力インピーダンスが減少するだけで
電圧ゲインは19000のままで変わらない。
従って、上の発言の
>>正しく計算するには、hreの帰還電圧源をベースに加えれば良い。
は間違いでしたね。今回の発言で自分の認識違いを発見できて良かったです。 Spiceシミュレーションの不具合点2:バイポーラTrの準飽和を記述できない
特に高耐圧品種で顕著な準飽和現象を表現するパラメータがSpiceにはない。
(Vafの値はIc, Vceによって変化するがSpiceではVafは定数で全く変化しない)
低電圧・大電流領域ではコレクタ高抵抗層の電圧降下でB-C接合が順方向にバイアスされてベース幅が広がり、hFEが低下すると同時に大量のキャリアがベース〜コレクタ内に蓄積してftが下がる現象(Kirk効果)をシミュレーションできない。
この準飽和状態での静特性を無理に表現しようとして、Vafの値が異常に小さく記述されている品種(2SCR375P等)もある。
準飽和を脱したVceでのVafが本来の値なので、このような品種では使う条件(Ic, Vce)でのVafの値を調べて書き換えないと使えない。 LTSpiceのドキュメントフォルダにある方のstandard.bjtとかを書き換えてモデルを追加していた場合LTSpiceをアップデートしたらどうなりますか?
・LTSpiceのアップデートでモデルファイルが上書きされてユーザーが追加したものが消えてしまう?
・LTSpiceのアップデートでユーザーが追加したモデルは消えないように新規モデルの差分のみが追加される
・そもそもアップデートでbjtなどには新規モデルの追加はない
? シミュレーションはどこまで行っても実物じゃない
最後は実物でテストしないとわからない >>360
今後永遠に上書きされない保証なんてないんだから、万一に備えてバックアップを取っておくしかないのでは?
Spiceシミュレーションの不具合点3:BJTのft電流特性が合わない
Spiceではベース蓄積容量Cb=tf*gm(tf=ベース走行時間)で、tfが一定ならCbはIcに比例し微小電流ではCbもゼロに近付く。
B-E間容量は固定値の接合容量Cjも並列になるので小電流ではCjが支配的になり、ft=(1/2pitf)/(1+Cj/Cb)で、Cj=Cbになる電流以下ではftはIcに比例して低下する。
ところが実際には小電流ではftはIcの√にほぼ比例するカーブを描く。
つまり、Spiceでは1mA→0.01mAに電流が減るとftは1/100になるが、実際は1/10程度にしか減らない。
正確を期すには実動作電流でのftが合うようにCjeの値を調整しなければならない。 Spiceシミュレーションの不具合点4:FETの小電流gmが合わない
SpiceではJ-FETもMosもgm伝達特性は完全な二乗特性と見なして計算する。
従ってgmは√Idに比例し、Vgs-gmカーブは直線でVpでゼロと交差して急峻にカットオフする。
ところが実際の素子は小電流では二乗特性から外れてLogカーブに移行する。
例えば東芝の小型Mos:SSM3K7002はデータシートでId=100m/10m/1mAj時でgm(Yfs)=300m/55m/7.5mSと読めるが、実測してみると同じ電流条件でgmは250m/45m/5mSと大きく低下し、10mA以下ではBJTと同じLog特性を示している。
Spiceでは、Id=100mAでgm係数を合わせると1mA時にgm=30mS、0.1mAではgm=10mSと計算されるが、実際には0.1mAではgm=0.5mSまで落ちているのである。
FETをSWとして使う時はgm電流特性のずれは無視できるが、小電流でアナログ的な増幅素子として使う場合は、動作点での実測特性に合わせてパラメータを調整しなければならない。
低周波に限れば、ソースに指数関数特性のDiを入れてId-gm特性を現物にマッチさせることは出来るが、Cis, Cosの電流が外付けしたDiに流れてしまうので歪特性などは正しく評価出来ない。 LTspiceって大学教育、企業研修やホビー用で無料にしたんだから、真剣になって不具合どうのこうのするシミュレータじゃ無いでしょ?